Implementation Num d une MLI vectorielle sur DSP .pdf



Nom original: _Implementation Num d_une MLI vectorielle sur DSP.pdfAuteur: Mohamed Lassaad AMMARI

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Ref : p/39

AU : 2010-2011

Université de Sousse
Ecole Nationale d’Ingénieurs de Sousse

Mémoire de Projet de Fin d'Études
Présenté en vue de l’obtention du diplôme d’

Ingénieur en Génie Electronique Industrielle
Option : Contrôle Industriel

Implémentation numérique d’une MLI vectorielle pour la
commande d’un onduleur triphasé.
Réalisé par :
Elayeb Abdennaceur

Soutenu le 24 Juin 2011

Zorgui Wajdi

devant le jury

Président

: M. Adel KHEDER, ENISO

Membre de jury

: Mlle. Sihem ZOUAOUI, ENISO

Encadreur

: M. Mahmoud HAMMOUDA, ENISO

Encadreur

: M. Khaled BEN SMIDA, ENISO

© Abdennaceur&Wajdi @ ENISO ©2011

Résumé

Les systèmes d’entrainement triphasés à vitesse variable trouvent un champ
d’application très vaste dans le domaine industriel.
L’onduleur de tension triphasé est l’un des structures de conversions utilisées dans
ce contexte et notamment dans le domaine des faibles et moyennes puissances.
Outre la souplesse de développement, l’utilisation d’un système de commande
embarqué de l’onduleur, permet d’avoir une plateforme de commande plus robuste et
moins encombrante.
Dans ce contexte, on se propose d’implémenter sur un DSP une MLI vectorielle
permettant de contrôler la fréquence et la valeur efficace de l’onduleur triphasé pour
alimenter un récepteur triphasé.
Comme deuxième objectif, on se propose de faire la conception et la réalisation
d’une carte d’acquisition des courants de la charge et implémenter un programme sur
le DSP permettant de suivre en temps réel l’évolution de ces courants.

Mots-clés :
Onduleur triphasé
DSP (Digital Signal Processor) TMS320F2812
MLI vectorielle
Acquisition

i

Abstract

The three-phase drive systems with variable speed find a very wide scope of
application in the industrial field.
The three-phase voltage inverter is one of the structures of conversions used in this
context particularly in the field of low and medium powers.
In addition to the flexibility of developing, the use of an embedded control
system of the invertor provides a control platform more robust and less cumbersome.
In this context, we propose to implement on a DSP a PWM vector to control the
frequency and the effective value of the three-phase inverter to power a receiver
3 phases.
The second objective, we propose to design and implement an acquisition card of
currents on the load and implement a program on the DSP to monitor in real time the
evolution of these currents.

Keywords:
Three phase inverter
DSP (Digital Signal Processor) TMS320F2812
SVM: Space Vector Modulation
Acquisition.

ii

‫ﻣﻠﺨﺺ‬
‫‪3T‬‬

‫‪3T‬‬

‫ﺗﺠﺪ ﺍﻷﻧﻈﻤﺔ ﺛﻼﺛﻴﺔ ﺍﻷﻗﻄﺎﺏ ﺫﺍﺕ ﺍﻟﺴﺮﻋﺔ ﺍﻟﻤﺘﻐﻴﺮﺓ ﻣﺠﺎﻻ ﻭﺍﺳﻌﺎ ﺟﺪﺍ ﻣﻦ ﺍﻟﺘﻄﺒﻴﻖ ﻓﻲ ﺍﻟﻤﺠﺎﻝ‬
‫ﺍﻟﺼﻨﺎﻋﻲ ‪.‬‬
‫ﺍﻟﻨﺎﻗﻞ ﺍﻟﻜﻬﺮﺑﺎﺋﻲ ﺛﻼﺛﻲ ﺍﻷﻗﻄﺎﺏ ﻫﻮ ﻭﺍﺣﺪ ﻣﻦ ﺑﻴﻦ ﻫﺬﻩ ﺍﻟﻬﻴﺎﻛﻞ ﺍﻟﻤﺴﺘﺨﺪﻣﺔ ﻓﻲ ﻫﺬﺍ ﺍﻟﺴﻴﺎﻕ ﻻ‬
‫ﺳﻴﻤﺎ ﻓﻲ ﻣﺠﺎﻝ ﺍﻟﻀﻐﻂ ﺍﻟﻤﻨﺨﻔﺾ ﻭﺍﻟﻤﺘﻮﺳﻂ‪.‬‬
‫ﺑﺎﻹﺿﺎﻓﺔ ﺇﻟﻰ ﺍﻟﻤﺮﻭﻧﺔ ﻓﻲ ﺍﻟﺘﻄﻮﻳﺮ‪ ،‬ﻳﻮﻓﺮ ﺇﺳﺘﺨﺪﺍﻡ ﻧﻈﻢ ﺍﻟﺘﺤﻜﻢ ﺍﻟﻤﺪﻣﺠﺔ ﻟﻠﻨﺎﻗﻞ ﺍﻟﻜﻬﺮﺑﺎﺋﻲ ﻣﻨﺼﺔ‬
‫ﻣﺮﺍﻗﺒﺔ ﺃﻛﺜﺮ ﻓﻌﺎﻟﻴﺔ ﻭﺃﻗﻞ ﺟﻬﺪﺍ‪.‬‬
‫ﻓﻲ ﻫﺬﺍ ﺍﻟﺴﻴﺎﻕ‪ ،‬ﻓﺈﻧﻨﺎ ﻧﻌﺘﺰﻡ ﺗﻨﻔﻴﺬ ﺗﻘﻨﻴﺔ )‪ SVM(Space Modulation Vector‬ﻋﻠﻰ ﻣﻌﺎﻟﺞ‬
‫ﺭﻗﻤﻲ ﻟﻠﺘﺤﻜﻢ ﻓﻲ ﺍﻟﺘﺮﺩﺩ ﻭﻓﻲ ﺍﻟﻘﻴﻤﺔ ﺍﻟﻤﻀﺎﻓﺔ ﻟﻠﻨﺎﻗﻞ ﻣﻦ ﺃﺟﻞ ﺗﺸﻐﻴﻞ ﻣﺴﺘﻘﺒﻞ ﺛﻼﺛﻲ ﺍﻷﻗﻄﺎﺏ ‪.‬‬
‫ﺍﻟﻬﺪﻑ ﺍﻟﺜﺎﻧﻲ‪ ،‬ﻫﻮ ﻋﺰﻣﻨﺎ ﻋﻠﻰ ﺗﺼﻤﻴﻢ ﻭﺗﻨﻔﻴﺬ ﻟﻮﺣﺔ ﺇﺳﺘﻘﻄﺎﺏ ﻟﻠﺘﻴﺎﺭ ﺍﻟﻜﻬﺮﺑﺎﺋﻲ ﻭﺗﻨﻔﻴﺬ ﺑﺮﻧﺎﻣﺞ‬
‫ﻋﻠﻰ ﺍﻟﻤﻌﺎﻟﺞ ﺍﻟﺮﻗﻤﻲ ﻟﺮﺻﺪ ﻭﻣﺘﺎﺑﻌﺔ ﻫﺬﺍ ﺍﻟﺘﻴﺎﺭ ﺑﻄﺮﻳﻘﺔ ﺁﻧﻴﺔ ‪.‬‬

‫ﻣﻔﺎﺗﻴﺢ‪:‬‬
‫ﻧﺎﻗﻞ ﻛﻬﺮﺑﺎﺋﻲ‬
‫ﻣﻌﺎﻟﺞ ﺭﻗﻤﻲ‬
‫ﻣﺮﺍﻗﺒﺔ‬
‫ﺇﺳﺘﻘﻄﺎﺏ ﺍﻟﺘﻴﺎﺭ ﺍﻟﻜﻬﺮﺑﺎﺋﻲ‬
‫‪3T‬‬

‫‪iii‬‬

‫‪3‬‬

‫‪T‬‬

Je commence par rendre grâce à dieu et à sa bonté, pour la patience et le courage qu’il
m’a donné pour arriver à ce stade

Je dédie ce modeste travail avec l’expression de mon profond amour, aux personnes
les plus chères du monde :

A ma grande mère Fatma, aucun hommage ne pourra être à la mesure de ce qu’elle
mérite. Je prie Dieu qu’il te fasse don de sa miséricorde et sa grâce.

A Mon cher père Mokthar et ma mère Aicha
En témoignage de mon affection pour la patience et les sacrifices qu’ils ont consentis
pour moi et dont je serai reconnaissante toute ma vie
A mes sœurs Marwa et Saliha
A mon très cher frère :
Oussama

A toute ma famille et à tous mes proches
A mes amis
Youssef, Anis et Ahmed
Je souhaite à chacun de vous tout de bonheur du monde, la joie, la santé et la réussite.

iv

Je commence par rendre grâce à dieu et à sa bonté, pour la patience et le courage qu’il
m’a donné pour arriver à ce stade

Je dédie ce modeste travail avec l’expression de mon profond amour, aux personnes
les plus chères du monde :

A ma tante Elhadhba, aucun hommage ne pourra être à la mesure de ce qu’elle mérite.
Je prie Dieu qu’il te fasse don de sa miséricorde et sa grâce.

A Mon cher père Mongi et ma mère Saliha
En témoignage de mon affection pour la patience et les sacrifices qu’ils ont consentis
pour moi et dont je serai reconnaissante toute ma vie
A mes freres Dhia Eddine, Bacem et Wassim

A toute ma famille et à tous mes proches
A mes amis
Sedki, Abdelwahab
Je souhait à chacune de vous tout de bonheur du monde, la joie, la santé et la réussite.

v

Remerciement

Avant d’entamer la présentation de notre travail, nous voulons exprimer avec
beaucoup de plaisir notre profonde gratitude, notre fidèle reconnaissance, notre
respects et notre remerciements les plus sincères à nos encadreurs M. Mahmoud
HAMOUDA et M. Khaled BEN SMIDA qui n’ont pas cessé de nous prodiguer leurs
conseils et leurs recommandations ainsi pour leurs générosité en matière
d’encadrement.

Nos remerciements se destinent aussi aux personnels de l’Ecole Nationale
d’Ingénieurs de Sousse pour leurs générosités, leurs gentillesses et leur présence
permanente pour nous servir.
De même, nous tenons à témoigner notre reconnaissance à tous nos enseignants qui
ont contribué à l’enrichissement de nos connaissances.
Enfin, Nos remerciements sont adressés à tous ceux qui ont collaboré du loin ou de
proche ce travail.

Merci à tous…

vi

Table des matières
RESUME ----------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------- I
ABSTRACT ------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------- II

‫ﻣﻠﺨﺺ‬------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------ III
REMERCIEMENT ---------------------------------------------------------------------------------------------------------------- VI
TABLE DES MATIERES--------------------------------------------------------------------------------------------------------- VII
LISTE DES FIGURES ------------------------------------------------------------------------------------------------------------- IX
LISTE DES FIGURES ------------------------------------------------------------------------------------------------------------- XI
INTRODUCTION GENERALE -------------------------------------------------------------------------------------------------- 1
CHAPITRE 1 : ETUDE DE LA M.L.I VECTORIELLE ------------------------------------------------------------------------ 4
1.

INTRODUCTION :--------------------------------------------------------------------------------------------------------- 4

2.

TRANSFORMATION DE CONCORDIA : ----------------------------------------------------------------------------------- 4

3.

MODELISATION DE L’ONDULEUR : -------------------------------------------------------------------------------------- 6

4.

PRINCIPE DE LA M.L.I VECTORIELLE :----------------------------------------------------------------------------------- 9

5.

4.1

Calcul des temps de commutation : ---------------------------------------------------------------------- 10

4.2

Calcul des temps commutation pour chaque bras de l’onduleur: --------------------------------- 14

4.3

Algorithme de programmation d’une MLI vectorielle : ---------------------------------------------- 15

CONCLUSION : --------------------------------------------------------------------------------------------------------- 16

CHAPITRE 2 : LE DSP TMS320F2812 ------------------------------------------------------------------------------------- 18
1.

INTRODUCTION :------------------------------------------------------------------------------------------------------- 18

2.

LE PROCESSUS DE DEVELOPPEMENT D’UN PROGRAMME SUR DSP : ---------------------------------------------- 18

3.

PRESENTATION DE LA CARTE « EZDSP

4.

ARCHITECTURE GENERALE DU DSP « TMS320F2812 » DE TEXAS INSTRUMENTS ------------------------------ 22

5.

P

TM

F2812 » DE SPECTRUM DIGITAL----------------------------------------- 20
P

4.1

Organisation de la mémoire du DSP : -------------------------------------------------------------------- 22

4.2

Le module « EVA » --------------------------------------------------------------------------------------------- 22

4.2.1

Etude du fonctionnement du Timer x (x = 1, 2) ----------------------------------------------------------- 23

4.2.2

Etude du fonctionnement des unités de comparaison (1, 2 et 3) ------------------------------------ 28

4.2.3

Etude du fonctionnement des unités de capture (1, 2 et 3) : ----------------------------------------- 29

CONCLUSION : --------------------------------------------------------------------------------------------------------- 32

CHAPITRE 3 : ACQUISITION DES COURANTS -------------------------------------------------------------------------- 34
1.

INTRODUCTION :------------------------------------------------------------------------------------------------------- 34

vii

2.

ETUDE DE LA CARTE D’ACQUISITION ET REALISATION : -------------------------------------------------------------- 34

3.

REALISATION ET MONTAGE : ------------------------------------------------------------------------------------------ 38

4.

CONCLUSION : --------------------------------------------------------------------------------------------------------- 42

CHAPITRE 4 : IMPLEMENTATION SUR LE DSP ET RESULTATS EXPERIMENTAUX ----------------------------- 44
1.

INTRODUCTION :------------------------------------------------------------------------------------------------------- 44

2.

IMPLEMENTATION DE LA COMMANDE MLI VECTORIELLE SUR LE DSP : -------------------------------------------- 44
2.1

Le principe de l’algorithme de commande : ------------------------------------------------------------ 44

2.2

Configuration des registres du DSP : --------------------------------------------------------------------- 46

3.

CONFIGURATION DES REGISTRES DE L’ADC : ------------------------------------------------------------------------- 53

4.

RESULTATS EXPERIMENTAUX : ----------------------------------------------------------------------------------------- 66

5.

CONCLUSION : --------------------------------------------------------------------------------------------------------- 69

CONCLUSION ET PERSPECTIVES : ----------------------------------------------------------------------------------------- 70
BIBLIOGRAPHIE ---------------------------------------------------------------------------------------------------------------- 72
ANNEXES ------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------ 74

viii

Liste des figures

FIGURE 1. 1: ASSOCIATION MACHINE ONDULEUR ................................................................................................. 6
FIGURE 1. 2: COMMUTATIONS POSSIBLES DE L'ONDULEUR ..................................................................................... 8
FIGURE 1. 3: VREF DANS SON DOMAINE DE TENSION .......................................................................................... 12
FIGURE 1. 4: TENSIONS DANS LE PLAN Α-Β DANS LE PREMIER SECTEUR ................................................................... 13
FIGURE 1. 5: APPLICATION DU TEMPS DE COMMUTATION .................................................................................... 15
FIGURE 1. 6: ORGANIGRAMME - SELECTION DU SECTEUR..................................................................................... 16

FIGURE 2. 1: LE PROCESSUS DE DEVELOPPEMENT D’UN PROGRAMME SUR DSP ...................................................... 19
FIGURE 2. 2: SCHEMA SYNOPTIQUE DE LA CARTE « EZDSP TMF2812 » ................................................................. 20
FIGURE 2. 3: LES CONNECTEURS SUR LE DSP..................................................................................................... 21
FIGURE 2. 4: LE MODULE EZDSP TMS320 F2812 ............................................................................................ 21
FIGURE 2. 5: ARCHITECTURE GENERALE DU DSP TMS320F2812 ........................................................................ 22
FIGURE 2. 6: SCHEMA SYNOPTIQUE DU MODULE EVA ........................................................................................ 23
FIGURE 2. 7: SCHEMA SYNOPTIQUE DU TRIMER 1 .............................................................................................. 24
FIGURE 2. 8: PRINCIPE DE FONCTIONNEMENT DU TIMER X(X=1,2) POUR LE MODE DE COMPTAGE « CONTINUOUS-UP » ... 25
FIGURE 2. 9: PRINCIPE DE FONCTIONNEMENT DU TIMER X(X=1,2) POUR LE MODE DE COMPTAGE « CONTUOUS-UP DOWN »
...................................................................................................................................................... 26
FIGURE 2. 10: SCHEMA SYNOPTIQUE D'UNE UNITE DE COMPARAISON DU MODULE EVA ............................................ 29
FIGURE 2. 11: SCHEMA SYNOPTIQUE D'UNE UNITE CAPTURE DU MODULE EVA ....................................................... 30

FIGURE 3. 1: LA CHAINE D’ACQUISITION CLASSIQUE .................................................................................... 34
FIGURE 3. 2: SCHEMA DE LA CHAINE D’ACQUISITION DES COURANTS ...................................................................... 35
FIGURE 3. 3: STRUCTURE FONCTIONNELLE D’UN CAPTEUR ................................................................................... 35
FIGURE 3. 4: CAPTEUR LEM LTS 25-NP ......................................................................................................... 36
FIGURE 3. 5: BRANCHEMENT DU SONDE DE CAPTEUR .......................................................................................... 36
FIGURE 3. 6: PRINCIPE DE FONCTIONNEMENT DU CAPTEUR COURANT .................................................................... 37
FIGURE 3. 7: MONTAGE FOURNISSANT 3 VALEURS DES TENSIONS .......................................................................... 39
FIGURE 3. 8: MONTAGE PERMETTANT D'OBTENIR UNE IMAGE DU COURANT DE LA CHARGE......................................... 39
FIGURE 3. 9: MONTAGE PERMETTANT LA DETECTION DU SIGNE ............................................................................. 40
FIGURE 3. 10: SCHEMA DE LA CARTE D'ACQUISITION .......................................................................................... 41

FIGURE 4. 1: TENSION DANS LE REPERE Α,Β ...................................................................................................... 45
FIGURE 4. 2: ORGANIGRAMME GLOBALE DU PROGRAMME A IMPLEMENTER SUR LE DSP ........................................... 46

ix

FIGURE 4. 3: CONFIGURATION DU REGISTRE GPTCONA ..................................................................................... 47
FIGURE 4. 4: GENERATION DES SIGNAUX DE COMMANDE..................................................................................... 49
FIGURE 4. 5: SCHEMA DE L’ONDULEUR ............................................................................................................ 50
FIGURE 4. 6: PROCEDURE DE CHARGEMENT DES REGISTRES DE COMPARAISON ......................................................... 50
FIGURE 4. 7: LE PRINCIPE DU TEMPS MORT ....................................................................................................... 51
FIGURE 4. 8: LE REGISTRE DBTCONA ............................................................................................................. 51
FIGURE 4. 9: ORGANIGRAMME DE LA PROCEDURE DE DETERMINATION DE SECTEUR OU SE SITUE LE VECTEUR TENSION ..... 52
FIGURE 4. 10 : LE KIT DSP ........................................................................................................................ 53
FIGURE 4. 11: FONCTIONNEMENT EN MODE 1 SEQUENCEUR (CASCADED MODE) ................................................ 54
FIGURE 4. 12: FONCTIONNEMENT EN MODE 2 SEQUENCEUR (DUAL-SEQUENCER MODE) .................................... 55
FIGURE 4. 13: FREQUENCE DU CONVERTISSEUR ................................................................................................. 56
FIGURE 4. 14: LES DIFFERENTS REGISTRES ASSOCIES AU CONVERTISSEUR ADC ......................................................... 58
FIGURE 4. 15: CONFIGURATION DE ADC CONTROL REGISTER UPPER BYTE .............................................................. 59
FIGURE 4. 16: CONFIGURATION DE ADC CONTROL REGISTER 1 LOWER BYTE ........................................................... 59
FIGURE 4. 17: CONFIGURATION DE ADC CONTROL REGISTER 2 UPPER BYTE ........................................................... 60
FIGURE 4. 18: CONFIGURATION DE ADC CONTROL REGISTER 2 LOWER BYTE ........................................................... 61
FIGURE 4. 19: CONFIGURATION DE ADC CONTROL REGISTER 3 ............................................................................. 62
FIGURE 4. 20: CONFIGURATION DE ADC REGISTRE MAXCONV ........................................................................... 63
FIGURE 4. 21: CONFIGURATION DE REGISTRE ADC INPUT CHANNEL SELECT SEQUENCING ........................................... 63
FIGURE 4. 22: CONFIGURATION DE REGISTRE ADC CONVERSION RESULT ................................................................. 64
FIGURE 4. 23: TENSION ENTRE PHASES ............................................................................................................ 66
FIGURE 4. 24: COURANT DE SORTIE DE L'ONDULEUR .......................................................................................... 66
FIGURE 4. 25: VALEUR DE TENSION SIMPLE(VAN)_EN JAUNE ............................................................................... 67
FIGURE 4. 26: ZOOM DE LA FIGURE PRECEDENTE ............................................................................................... 67
FIGURE 4. 27: COURANTS DES SORTIES DE L'ONDULEUR DANS LA PHASE 1 ET LA PHASE 2 ........................................... 68
FIGURE 4. 28: COURANTS DES SORTIES DE L'ONDULEUR DANS LA PHASE 1 ET LA PHASE 3 ........................................... 68
FIGURE 4. 29: TEMPS MORT POUR DEUX SIGNAUX DE COMMANDE DE DEUX INTERRUPTEURS APPARTENANT AU MEME BRAS
DE L'ONDULEUR ................................................................................................................................. 69

x

Liste des figures

TABLEAU 1. 1: LES TENSIONS POUR UN MONTAGE EN ETOILE .................................................................................. 9
TABLEAU 1. 2: VECTEURS TENSIONS, LEURS MODULES, LEURS ARGUMENTS ET LES ETATS DES INTERRUPTEURS ................ 11

xi

Introduction générale

L

e développement et le progrès des technologies de l’électronique a
permis une grande amélioration des systèmes électriques, et ça en
autorisant deux types de progrès.
En premier lieu les progrès de l’électronique de puissance ont permis

l’augmentation des puissances et des fréquences des convertisseurs statiques.
En second lieu, les progrès de la microélectronique ont fait croitre d’une façon
massive ‘ l’intelligence’ des comportements des grands systèmes industriels et ça en
autorisant l’utilisation de toute sorte d’algorithmes qui visent l’amélioration du
pilotage des systèmes par l’homme, et l’obtention de meilleurs performances
technique, tel que le rendement, le facteur de puissance, aussi une meilleure
performance dynamiques tel que la rapidité, et la stabilité.
Le progrès de la microélectronique permettra aussi d’implémenter des
algorithmes de commande complexes tout en utilisant des plateformes embarquées.

Dans ce contexte, on se propose d’utiliser le processeur de traitement de signal
TMS320F2812 de Texas Instruments pour implémenter numériquement une MLI vectorielle
permettant le pilotage d’un onduleur de tension triphasé.
On se propose aussi de réaliser un système d’acquisition des courants dans le récepteur et
ceci en réalisant d’une part une carte d’acquisition et en développant d’autre part un
algorithme sur le DSP.

Le présent rapport sera organisé en 4 chapitres :
Dans le chapitre 1, on détaillera la structure de l’onduleur triphasé, son principe de

fonctionnement, et la description de la M.L.I vectorielle.
Dans le chapitre 2, on fera une introduction du DSP et de son fonctionnement,
suivi d’une description détaillé du DSP famille TMS320F2812 de Texas Instrument et
son architecture interne.

1

Dans le chapitre 3, on fera une étude des capteurs des courants, puis on a éclaircira
la démarche de la réalisation de la carte électronique d’acquisition et son
fonctionnement.
Enfin, on expliquera la méthodologie de configuration des principaux registres du
TMS320F2812 assurant l’implémentation de la MLI vectorielle, ainsi les différents
registres du module ADC pour acquérir les courants. On présentera aussi quelques
résultats expérimentaux.

2

Chapitre

1

: Etude

de la M.L.I vectorielle

3

Chapitre

1

: Etude

de la M.L.I vectorielle

1. Introduction :

L

a commande des machines alternatives par un onduleur de tension fait
généralement appel à des techniques de modulations de largeur d’impulsion
pour commander les commutateurs de puissance.

Cette commande en commutation des transistors de puissance minimise les pertes

du convertisseur, mais elle altère de façon importante les tensions appliquées au
moteur électrique.
Les techniques de largeur d’impulsion sont multiples, le choix d’une d’entre
elles dépend du type de commande que l’on applique à la machine, de la fréquence de
la modulation de l’onduleur et des contraintes harmoniques fixées par l’utilisateur.
La modulation peut être faite par diverses approches, classiquement par
comparaison des références à une fonction triangulaire ou à l’aide d’un calcul en
temps réel satisfaisant un critère.
Notre propos n’étant pas ici de décrire les nombreuses techniques de modulation
existantes mais de mettre l’accent sur la modulation vectorielle.

2. Transformation de Concordia :

Dans le cas d’un système composé de trois grandeurs triphasés dans un repère

triphasé a,b,c (dans notre cas il s’agit des trois tensions 𝑉𝐴 , 𝑉𝐵 et 𝑉𝐶 ), on a tant de
transformations pour correspondre au système triphasés ,deux grandeurs diphasées
dans le plan α-β (Vα,Vβ) et une grandeur homopolaire .
4

Une des plus célèbre transformation est la transformée de Concordia, définie par une
matrice 𝐶3.3 ,et dont le passage des composants triphasées (𝑉𝐴 , 𝑉𝐵 et 𝑉𝐶 ) aux
coordonnées dans le repère α-β

et à la composante homopolaire est défini par

l’équation suivante :
Vαβ=K. 𝐶3.3. 𝑉𝐴𝐴𝐴
1

Avec

1

√2

√2


𝐶3.3=⎜ 1


1



1
2

√3

0

2

√2






2
,
K
=�
2 ⎟
3
1

√3
2

(1.1)



Cette transformation dépend d’un coefficient de normalisation K, dont ses
valeurs usuelles sont :
2

K=3 , dans le cas où on veut conserver la norme de la tension V, des courants et des
flux dans le cas d’un moteur.

K=�23 , dans le cas où on souhaite conserver la norme de la puissance dans cette
transformation.

La matrice 𝐶3.3 , peut être décomposée en deux sous matrices C13 et C23
1

Tel que 𝐶1.3=�√2

1

√2

1

� et 𝐶2.3=�
√2
0
1



1
2

√3
2





1
2



√3
2

(1.2)

Dans le cas où la machine à courant alternatif est à point neutre non relié, tous
les composantes homopolaires s’annulent et par suite les relations précédentes
deviennent comme suit :

𝑉𝑉𝑉 = 𝐾. 𝐶2.3 . 𝑉𝐴𝐴𝐴

(1.3)

5

1

2
𝑉𝑉
� �=� �
𝑉𝛽
3
0

1



2

√3
2





1
2

�.�𝑉𝐵 �

√3
2

𝑉𝐴

(1.4)

𝑉𝐶

3. Modé lisation de l’onduleur :

L’onduleur triphasé est un convertisseur statique qui transforme l’énergie

électrique à partir d’une source de tension continue en une énergie électrique
alternative, il est très utilisé dans l’industrie, comme les variateurs de vitesse pour les
moteurs asynchrones triphasés.
L’onduleur triphasé possède trois bras (trois demi pont) identiques.

Figure 1. 1: Association machine onduleur

En entrée on a une source continue de tension, et le récepteur est un moteur
triphasé connecté en étoile ou en triangle sans neutre.
Les interrupteurs Ki,K’i(pour i =1,2,3) , sont bidirectionnels en courant et
unidirectionnels en tension, en plus on peut les commander à la fermeture et à
l’ouverture , grâce au technique de modulation de largeur d’impulsion.

6

Dans le cas idéal, qu’on le suppose pour faciliter la tâche, les commutations des semiconducteurs étant instantanée, et on peut associer à chaque bras de l’onduleur une
fonction logique définie comme suit :

Si=�

1 𝑠𝑠 𝐾𝐾 𝑒𝑒𝑒 𝑓𝑓𝑓𝑚é , 𝐾 ′ 𝑖 𝑒𝑒𝑒 𝑜𝑜𝑜𝑜𝑜𝑜
0 𝑠𝑠 𝐾𝐾 𝑒𝑒𝑒 𝑜𝑜𝑜𝑜𝑜𝑜 , 𝐾 ′ 𝑖 𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒é

Et par suite si :



Ki =1 , l’interrupteur haut du bras i est fermé , d’où le potentiel au niveau du bras
𝐸0
vaut
,
2
 si non si K’i=1 , l’interrupteur bas du bras i est fermé, donc la tension au niveau du
−𝐸0
bras est égal à
2

En tenant compte de la symétrie du moteur, on peut déterminer à chaque instant les
potentiels VAO,VBO et VCO .
On a les relations suivantes :
 VAN + VBN + VCN =0
 VAN + VBA + VAN + VCA + VAN =0
 3. VAN + VBO + VOA + VCO + VOA = 0
 3. VAN + 2. VOA + VCO + VBN =0

VAN =
VBN = VCN = -

2

VAO -

3

1
3

1
3

VAO +
VAO -

1

VBO -

1

2

VBO

1

3

3

1
3

-

VBO +

VCO

3

2
3

3

VCO

(1.5)

VCO

Et par suite les tensions simples, s’exprime comme suit :
𝑉AN 1
�𝑉BN�= .
𝑉CN 3

2

−1

−1

−1

−1

2

�−1

2

𝑉AO

−1�. � 𝑉𝐵𝐵�
𝑉CO

(1.6)

7

Dans notre cas l’onduleur comporte six cellules de commutation donnant huit
configurations de commutations possibles, comme le montre le schéma suivant :

Figure 1. 2: Commutations possibles de l'onduleur

On peut introduire des tensions Vα et Vβ dans le plans diphasé, par la relation
matricielle suivante :

1 −


2
� �= �3.�

0

1

2
√3
2





1

𝑉AN

2
� � 𝑉BN �
√3
2

𝑉CN

(1.7)

8

Le tableau ci-dessous défini les différentes tensions (simples et dans le plan α-β ),
selon les différentes commutations :

Tableau 1. 1: Les tensions pour un montage en étoile

Il ne nous reste que déterminer les fonctions logiques qui correspondent aux
signaux de commande des interrupteurs, et ça dépend de la stratégie

4. Principe de la M.L.I vectorielle :

L’usage des technologies numériques nous a permet le recours à des stratégies

de modulation triphasée spécifiques, non déduites des techniques analogiques qui sont
déjà conçues en monophasé.
On est donc dans le contexte d’une commande échantillonnée, et nous avons à
tout instant discret de calcul k, trois tensions 𝑉𝐴 (k), 𝑉𝐵 (k), 𝑉𝐶 (k) qui doivent, à

l’intermédiaire des éléments non linéaire de l’onduleur, s’appliquer au moteur.

La modulation vectorielle (ou space Vector) , est utilisée pour le traitement des
signaux directement dans le plan diphasé, son objectif est de générer des tension aussi
proche que possible d’une référence 𝑉𝑟é𝑓 que l’on fixe au paravent.Si ces références

sont sinusoïdales triphasées et équilibrées, alors le vecteur de référence va tourner à
une vitesse angulaire constante , et son module va suivre une trajectoire circulaire.
Pour chaque période de modulation de l’onduleur 𝑇𝑐 , les tensions triphasées

fournies par l’algorithme de commande peuvent s’exprimer dans un repère fixe au
stator, par l’intermédiaire de leurs projections 𝑉α (k) et 𝑉β (k).
9

En plus la

modulation vectorielle diffère de la modulation classique(sinus

triangle) par le fait que les signaux de commande , sont établis en tenant compte de
l’état des trois bras de l’onduleur simultanément, donc des huit configurations de
commutations ( noté de 𝑉0 à 𝑉7) , qui peuvent être exprimés dans le plan α-β par huit

vecteurs de tension , dont deux sont nuls(𝑉0 et 𝑉7), les autres sont équi- répartis tous
les 60 degrés.

Dans cette modulation les tensions simples dans le plan triphasé (𝑉A (k), 𝑉B (k)

et 𝑉C (k), sont représentées dans le plan biphasé α-β par un seul vecteur 𝑉réf (k), qui

sera projeté à tout instant sur les deux vecteurs adjacents correspondants au deux états
de commutations de l’onduleur, les valeurs de ces projections vont assurer le calcul
des temps de commutation désiré.

4.1 Calcul des temps de commutation :
Nous allons maintenant développer le calcul des temps de commutation de la
M.L.I vectorielle.
D’après la transformation de Concordia , et les relation développées dans
l’étude de l’onduleur ,les trois tensions simples sont remplacées par un vecteur Vréf
dans le plan( α,β ), qui tourne à vitesse ω0=2. 𝜋. 𝑓0

Par la suite on aura le passage des tensions simples VAN, VBN, VCN aux tensions

dans le plan biphasé comme suit :
VAN = V0max. cos 𝜔 0. t
� VBN = V0max. cos( 𝜔 0. t –
VBN

= V0max. cos( 𝜔 0. t –

Avec V0max=√2 .V0

2.𝜋
3
2.𝜋
3

)



)

√3
V0max. cos 𝜔 0. t
√2

√3
Vβ = 2 V0max. sin 𝜔0. t


Vα=

(1.8)

et 𝜔 0 = 2. 𝜋. 𝑓 0

Et |V0| =�V α2 + Vβ2


Ɵ0 = 𝜔0. t =tan−1 V α
10

Selon le principe de cette M.L.I, il suffit de faire le bon choix des interrupteurs à
commander à chaque instant.
Pour chaque secteur il faut appliquer le vecteur tension inférieur durant un
temps 𝑑1 . 𝑇c , et le vecteur tension supérieur durant un temps 𝑑2 . 𝑇c , pour qu’on

puisse créer le vecteur d’espace𝑉réf.

La somme des deux périodes de commutation 𝑑1 et 𝑑2 est égale ou inférieur à la

période d’échantillonnage 𝑇c .Si cette somme est strictement

inférieure, alors on

applique l’un des vecteurs nuls (𝑉7 ou 𝑉0 ) pendant le reste du temps égale à :

(1.9)

𝑑0 𝑇C = (1 − 𝑑1 − 𝑑2 ). 𝑇c .

Les vecteurs tensions, leurs modules, leurs arguments et les combinaisons des
interrupteurs correspondantes sont détaillés par le tableau suivante :
K1

K2

K3

1

0

0

1

1

0

0

1

0

0

1

1

0

0

1

1

0

1

0

0

0

1

1

1

|𝑉𝑖 |
2

� .𝐸0
3
2

� .𝐸0
3
2

� .𝐸0
3
2

� .𝐸0
3
2

� .𝐸0
3
2

� .𝐸0
3
2

� .𝐸0
3
2

� .𝐸0
3

Arg(𝑉𝑖 )
0

𝜋
3
2𝜋
3

V1

V2

V3

π

V4
4𝜋
3
5𝜋
3

V5

V6

_

V0
_
V7

Tableau 1. 2: Vecteurs tensions, leurs modules, leurs arguments et les états des
interrupteurs

11

Figure 1. 3: Vréf dans son domaine de tension

Ainsi les tensions fournis au moteur seront synthétisés à chaque instant en utilisant
les vecteurs fixes 𝑉i pendant les temps 𝑑1 . 𝑇C , 𝑑2 . 𝑇C
Dans ce cas, on fait la synthèse du vecteur de référence désiré :
𝑉�réf=𝑉�sα+ j𝑉�sβ
 𝑑1 =





2

√3

𝑑2 =

.

� 𝑉𝑟é𝑓 �

2

√3

| 𝑉𝑖 |

.

.sin(

� 𝑉𝑟é𝑓 �
| 𝑉𝑖 |

𝜋
3

�)
−Ɵ

�)
.sin( Ɵ

(1.10)
(1.11)
(1.12)

� : c’est l’angle qu’il fait 𝑉𝑟é𝑓 avec le vecteur adjacent du secteur dans lequel se
 Ɵ
situe

𝑉𝑟é𝑓 = √3. 𝑉0,

Arg (𝑉𝑟é𝑓 )=ω0 .t
𝑉𝑖

=

√2
√3

. 𝐸0

(1.13)
(1.14)

, pour i= 1….6,

et 𝐸0 est la tension continu d’entrée.
12

 On remarque que � 𝑉𝑟é𝑓 �=cste , et Arg(𝑉𝑟é𝑓 ) dépend de temps t .

Supposons qu’on veut faire la synthèse du 𝑉𝑟é𝑓 à l’instant 𝑡𝑘 =1,5 ms avec :



𝑉0=200V,
Et 𝑓0 =45Hz

Ɵ0 =2.π.𝑓0 . 𝑒𝑘 =0,42 rd

<

𝜋
6

donc 𝑉𝑟é𝑓 se situe dans le secteur 1.

Pour faire la synthèse de 𝑉𝑟é𝑓 , on sélectionne le vecteur 𝑉1 pendant un temps relatif
𝑑1 , en suite 𝑉2 pendant un temps relatif 𝑑2 , et un vecteur nul (𝑉7 ou 𝑉0 ) pendant un
temps relatif 𝑑0 = (1 − 𝑑1 − 𝑑2 )

Figure 1. 4: Tensions dans le plan α-β dans le premier secteur

Les temps de commutation ont comme expression :
𝑑1 =

𝑑2 =

Avec

2

.

� 𝑉𝑟é𝑓 �

2

.

� 𝑉𝑟é𝑓 �

√3
√3

| 𝑉1 |

| 𝑉1 |

𝜋
�)
.sin( 3 − Ɵ

�)
.sin( Ɵ

� ∶ 𝑒𝑒𝑒 𝑙 ′ 𝑎𝑎𝑎𝑎𝑎 𝑞𝑞𝑞 𝑓𝑓𝑓𝑓 𝑉𝑟é𝑓 avec
Ɵ

𝑉1 .

13

Pour raison de simplification des calculs (réduction de plage des valeurs qui
seront chargées dans les registres lors de programmation), on va introduire un
coefficient de réglage r, definit par :

r=

𝑽𝟏𝒎𝒂𝒙
𝑬
𝟐

La valeur de tension de sortie, sera proportionnelle à ce coefficient, et les temps de
commutations auront comme expressions en fonction de r :
𝑑1 =
𝑑1 =

√3
2
√3
2

𝜋
�)
. 𝐫 .sin( 3 − Ɵ

�)
. 𝐫 .sin ( Ɵ

(1.15)

4.2 Calcul des temps commutation pour chaque bras de
l’onduleur:
On doit définir pour chaque bras le chronogramme qui définit les temps pendant
𝐸

𝐸

lesquels le point milieu d’un bras est à un potentiel égal à 2 ou à - 2

.

Pendant chaque période modulation 𝑇c de l’onduleur, il existe plusieurs stratégies

pour appliquer les vecteurs qui assurent l’obtention de la tension désirée.

Dans le but de diminuer les harmoniques, il est souhaitable de générer des signaux
de commandes centrées sur la période de modulation de l’onduleur.

Pendant chaque période de modulation, l’onduleur aura trois états distincts, les
deux premiers correspondent aux temps de conduction qui assurent l’obtention de la
tension, et dont leurs somme doit être strictement inférieur à 𝑇c .
Le complément à la période de modulation 𝑇c , sera assuré par l’une des

commutations nulles 𝑉0 ou 𝑉7.

L’application des différents vecteurs en fonction des secteurs sont donnés par
la figure 1.5 ci-dessous :

14

Figure 1. 5: Application du temps de commutation

4.3 Algorithme de programmation d’une MLI vectorielle :
Plusieurs stratégies sont possibles pour la programmation d’une MLI , ici , on
va utiliser la composante du vecteur Vs dans le repère α,β.

15

Dans ce plan la sélection du secteur correspond à l’organigramme suivant :

Figure 1. 6: Organigramme - sélection du secteur

5. Conclusion :

Dans ce chapitre on a fait une étude générale sur la modulation vectorielle pour

commander un onduleur triphasé, on a eu recours, lors de cette étude, à la
transformation de Concordia, on a détaillé le principe de fonctionnement de ce type de
commande.
Ainsi et afin d’implanter cette loi de commande sur un processeur numérique on
présentera dans le second chapitre les caractéristiques de ce processeur et son mode de
programmation. La réalisation pratique et l’implémentation de cette commande sera
développée dans le chapitre 4.

16

Chapitre

2

: Le DSP TMS320F2812

17

Chapitre

2

: Le DSP TMS320F2812

1. Introduction :

L

a plus part des DSP , comme le TMS320F2812,sont particulièrement
destinés à des applications temps réel , dans lesquelles le temps de
traitements est primordial , en plus ils se caractérisent par une architecture

optimisé pour le traitement d’une grande quantité de donnée en parallèle à chaque
cycle d’horloge , ce qui rend les applications à base de DSP se caractérisent par une
grande souplesse .
Le TMS320F2812 a été choisi pour notre projet car il obéit exactement à nos
besoins en termes de temps et fiabilité.

2. Le processus de dé veloppement d’un programme sur
DSP :

Le processus de développement sur DSP, peut être résumé par l’organigramme
de la figure 2.1 ci-dessous :



Partie matérielle : Elle inclut la mise en œuvre du DSP, et la chaine
d’acquisition des signaux à traiter.
Parie logicielle : c’est elle surtout qui nous intéresse, elle s’appuie sur
des moyens classiques qui s’adaptent aux spécificités du DSP.

18

Le rôle du DSP ne se limite pas juste au traitement numérique des signaux, mais
il assure aussi les fonctions réalisées par un microprocesseur, et peut avoir donc le
rôle du cœur d’un système informatique.

Figure 2. 1: Le processus de développement d’un programme sur DSP

19

3. Pré sentation de la carte « eZdsp TMF2812 » de Spectrum
digital

La figure ci-dessous représente un schéma synoptique simplifié de cette carte.

Figure 2. 2: schéma synoptique de la carte « eZdsp TMF2812 »
(Extrait de la documentation de spectrum digital)

Cette carte est équipée d’un DSP TMSF2812 de Texas Instruments et qui est
piloté par un signal horloge externe de fréquence 30 MHZ.
En plus de la mémoire interne du DSP, Une mémoire externe SRAM de
capacité 64 K x 16 bits a été aussi ajoutée sur la carte.
L’alimentation électrique de la carte est assurée par une source DC externe de
valeur 5volts.

Le module est équipé de 5 connecteurs qui sont :




P1 : Interface JTAG : c’est une interface standard qui est utilisée par les
émulateurs JTAG pour interfacer les DSP de Texas Instruments.
P2 : port d’expansion.
P3 : Port parallèle pour le control de l’interface JTAG : cette interface possède
un port parallèle standard qui peut supporter les communications
bidirectionnelles de type ECP, EPP, et SPP8.

 P4, P8, P7 : Ce sont trois connecteurs qui permettent un accès direct aux pins
d’entrée/sortie du DSP.
20

 P5, P9: Ce sont deux connecteurs qui permettent d’accéder aux pins des entrées
analogiques pour les conversions analogique-numériques.
 P6 : Connecteur pour l’alimentation en 5V DC de la carte.

Figure 2. 3: Les connecteurs sur le DSP

La carte est équipée de deux diodes électroluminescentes.
La première diode DS1 indique la présence de la tension continue du 5 volts.
La diode DS2 indique l’état du bit XF du DSP (la diode s’allume lorsque ce bit est à
l’état logique haut).
Deux points de test sont liés successivement à la masse de l’alimentation (TP1) et à la
masse analogique (TP2).

Figure 2. 4: Le module eZdsp TMS320 F2812

21

4. Architecture gé né rale du DSP « TMS320F2812 »
de Texas Instruments
4.1 Organisation de la mémoire du DSP :

Ce DSP est capable de fonctionner à une fréquence de 150 MHz, soit un
temps de cycle de 6.6 ns.
Son architecture générale est donnée par la figure 2.5 ci-dessous et qui montre
4 parties principales à savoir :

Figure 2. 5: Architecture générale du DSP TMS320F2812
(Extrait de la documentation de TI)

4.2 Le module « EVA »
Les DSP de la famille C28X sont équipés de deux modules identiques de
gestion d’événements appelés respectivement EVA et EVB lui permettant de générer
16 signaux PWM et aussi de détecter les transitions de 6 signaux logiques variables
dans le temps provenant des codeurs incrémentaux par exemple.

22

Dans la suite de ce paragraphe, on expliquera le principe du module EVA.
Le schéma synoptique de ce module est donné par la figure ci-dessous.

Figure 2. 6: Schéma synoptique du module EVA
(Extrait de la documentation TI)

4.2.1 Etude du fonctionnement du Timer x (x = 1, 2)

-

On peut voir que ce module est constitué par les éléments suivants :
Deux compteurs 16 bits appelés respectivement Timer1 et Timer2 et qui sont
différents de ceux de la CPU.
 Avec chaque compteur on a associé une unité de comparaison permettant
ainsi de générer des signaux PWM sur les sorties T1PWM/T1CMP et
T2PWM/T2CMP.

-

Il peut générer aussi plusieurs demandes d’interruptions
3 unités de comparaison « Compare unit1 », « compare unit2 » et « compare
unit3 » qui permettent de générer 3 signaux PWM indépendants PWM1,
PWM3 et PWM5.
 Les sorties PWM2, PWM3 et PWM5 peuvent générer des signaux
complémentaires par rapport aux précédents.

-

3 unités de capture pouvant capter des transitions des signaux logiques.
23

 Ce module peut fonctionner en mode capture pour mesurer la vitesse d’une

machine en captant sur les entrées CAPx(x=1,2,3) le signal d’un codeur
incrémental.
 Le circuit QEP permet de faire une mesure de la position. Dans ce cas les
entrées QEP 1 et QEP2 servent comme signal d’horloge et pour déterminer
la direction et la position, alors que l’entrée QEP3 permet de détecter le
passage par l’origine.
-

Le module peut aussi recevoir deux signaux externes qui sont un signal
d’horloge externe (TCLKINA) et la direction de comptage (TDIRA).
Il peut aussi renvoyer un signal de début de conversion
Les Registres associés aux Timers x (x=1,2) du module EVA sont les

suivants :
o
o
o
o
o

GPTCONA : General Purpose Timer Control register A
TxCNT: Timer x Counter register
TxCMPR: Timer x Compare register buffer
TxPR: Timer x period regsiter buffer
TxCON: timer x Control register

La configuration du mode de fonctionnement des Timers 1et 2 de EVA se fait à
travers le registre GPTCONA et celui TxCON (x=1,2).
La figure ci-dessous donne le schéma synoptique du Timer x (x=1,2) du EVA.

Figure 2. 7: Schéma synoptique du trimer 1

24

Chaque timer est équipé d’un compteur 16 bits qui peut fonctionner en
plusieurs modes différents (simple comptage avec remise à zéro à la fin du comptage,
un comptage et décomptage, ….).
Le signal d’horloge du compteur peut être généré soit par une horloge externe,
soit par le circuit QEP, soit par une horloge interne à travers un circuit pré diviseur.
La période de fonctionnement est programmée dans le registre TxPR.
Le registre TxCMPR peut aussi être programmé pour générer un signal PWM
sur la sortie TxPWM/TxCMP.
Les Figures 2.8 et 2.9 expliquent le fonctionnement pour les modes de
comptage« coutinuous-up »

et

« countinuous-up/down »

pour

le

cas

de

la

configuration suivante :
Horloge interne avec prescalar =1, TxPR=5, TxCMPR est initialement
chargé à 2.
Une nouvelle valeur 4 sera ensuite chargée, une troisième valeur sera chargée à
2.
La sortie TxPWM/TxCMPR est active à l’état haut.

Figure 2. 8: Principe de fonctionnement du timer x(x=1,2) pour le mode de comptage
« continuous-up »

25

Figure 2. 9: Principe de fonctionnement du timer x(x=1,2) pour le mode de comptage
« contuous-up down »

Plusieurs différences peuvent apparaître entre ces deux modes tels que :

- Le chargement de la nouvelle valeur de TxCMPR se fait quand le compteur
atteint la valeur finale du nombre à compter (Counter underflow) pour le mode
« continuous-up », alors que pour l’autre mode ce chargement peut se faire aussi à la
fin de la période de comptage.
- La période du signal de sortie est TxPR+1 pour le mode « continuous-up ».
Elle est égale à 2(TxPR) pour l’autre mode.
- Les signaux PWM sont asymétriques par rapports au milieu de la période
pour le mode « continuous-up ». Pour le mode « continuous-up down », il est possible
de générer des signaux symétriques.

Le calcul de la valeur à charger dans le registre TxPR pour le mode de
fonctionnement « continuous-up » par exemple se fait en appliquant la formule
suivante :

(2.1)
26

Avec :


Fdesirée est la fréquence de fonctionnement du compteur du Timer x. Si

on génère un signal PWM elle sera donc la fréquence du signal de sortie.


F

oscillateur externe

: C’est la fréquence du signal d’horloge généré par

l’oscillateur externe qui est de 30 MHZ.


PLL : C’est un facteur avec lequel on multiplie la fréquence de

l’oscillateur externe afin d’augmenter la fréquence de la CPU. Il est désigné
par PLL car on utilise un circuit PLL pour obtenir un multiplicateur de
fréquence.


HSPLK : diviseur de la fréquence du signal d’horloge généré par la PLL

(High speed clock prescalar)


Timer TPS : un deuxième diviseur de fréquence placé en amont du

Timer x (Timer clock prescalar factor) et qui varie de 1 à 128.

Pour comprendre la formule 1.4, on considère le cas suivant :
 Oscillateur externe : 30 MHz
 Facteur de multiplication de la PLL : 10/2
 HSPLK : 2
 Timer TPS : 1
 F desirée : 50 KHz

La valeur à charger dans le registre TxPR sera calculée dans la base décimale comme
suit :

TxPR =

1
50 10 3

30 10 6 *
2* 1

10
2 = 1500

(2.2)

27

Le calcul de la valeur à charger dans le registre TxCMPR dépend du rapport
cyclique d du signal PWM qu’on désire générer et aussi de la valeur chargée dans le
registre TxPR tels que :

TxCMPR = d TxPR; 0 < d < 1

(2.3)

Notons aussi que chaque timer est capable de générer 4 types d’interruptions
aux moments suivants :

o
o
o
o

Compteur égal à zéro,
La valeur du compteur est égale à celle du registre de période,
La valeur du compteur est égale à celle du registre de comparaison
Et débordement du Compteur (0XFFFF)

4.2.2 Etude du fonctionnement des unités de comparaison (1, 2 et 3)
Chaque module EVA ou EVB est constitué de 3 unités de comparaison
permettant de générer 6 signaux PWM.
Chaque groupe de 2 signaux est indépendant des autres signaux.
Les registres associés aux unités de comparaison sont :








COMCONA : Compare Control register A
EXTCONA : Extension Control register
ACTRA : Compare Action Control register
DBTCONA : Dead-Band Timer Control regsiter
CMPR1: Compare Register 1
CMPR2: Compare Register 2
CMPR3: Compare Register 3

La figure ci-dessous donne le schéma synoptique d’une unité de comparaison du
module EVA.

28

Figure 2. 10: Schéma synoptique d'une unité de comparaison du module EVA

A chaque période de fonctionnement la valeur du registre du compteur du timer 1
est comparée avec celle programmée dans le registre CMPRx (x=1,2,3).
A l’égalité des deux valeurs, les Sorties PWMy, PWMy+1 changent d’état et
ceci selon le mode de fonctionnement configuré dans le registre ACTRA.
Ce registre permet de définir la forme du signal des sorties PWMy et PWMy+1
dans l’un des 4 états suivants :

-

Sortie forcée à l’état haut quel que soit l’état de la comparaison
Sortie forcée à l’état bas quel que soit l’état de la comparaison
Sortie active à l’état haut
Sortie active à l’état bas
Le registre COMCONA permet de valider ou bloquer les sorties PWM.
Aussi il permet de valider le mode MLI vectorielle.
Un temps mort entre la montée du signal et la descente de son complément

peut être programmé dans le registre DBTCONA.

4.2.3 Etude du fonctionnement des unités de capture (1, 2 et 3) :
Chaque module EVA ou EVB est constitué de 3 unités de capture permettant
de détecter les fronts des signaux à leurs entrées.
29

Les Registres associés aux unités de comparaison Pour le cas du module EVA
sont :









CAPCONA : Registre de contrôle des unités de capture de EVA
CAPFIFOA : Registre d’état des unités de capture de EVA
CAP1FIFO : Pile 1 à deux niveaus
CAP2FIFO : Pile 2 à deux niveaux
CAP3FIFO: Pile 3 à deux niveaux
CAP1FBOT : Registre bas de CAPFIFO1
CAP2FBOT : Registre bas de CAPFIFO2
CAP3FBOT: Registre bas de CAPFIFO3

La figure 2.11 ci-dessous donne le schéma synoptique d’une unité de
comparaison du module EVA.

Figure 2. 11: Schéma synoptique d'une unité capture du module EVA

Pour chaque unité de capture la base du temps peut être celle du timer 1 ou
bien du timer 2 sauf que les unités CAP1 et CAP2 doivent toujours avoir la même
base du temps.

30

Chacune des 3 unités d’EVA possède une pile à deux niveaux de type FIFO.
Le niveau haut de la pile est formé par le registre CAPxFIFO (x=1, 2, 3) alors que le
niveau bas est formé par le registre CAPxFBOT (x=1, 2, 3).
Partons de l’état initial et pour une première capture (quand une transition est
détectée sur l’entrée correspondante) la valeur du registre compteur (T1CNT ou
T2CNT) sera écrite dans le registre haut CAPxFIFO dans le cas où la pile est vide.
En même temps, les bits correspondants dans le registre CAPFIFOA sont mis à l’état
01.

Ces bits seront remis à l’état 00 dans le cas où on accède à la lecture de la pile.
Supposons maintenant que cette unité de capture capte une deuxième
transition avant la lecture du contenu de la pile, la nouvelle valeur du compteur sera
stockée dans le registre bas de la pile, en même temps l’état des bits du registre
CAPFIFOA devient 10.
Si maintenant le contenu de la pile est consulté avant qu’une autre capture est
faite, la valeur stockée dans le registre haut sera écrasée, la valeur stockée dans le
registre bas sera déplacée vers le haut et les bits du registre CAPFIFOA prennent
l’état 01.
Notons aussi qu’une interruption du périphérique sera demandée si elle n’est
pas masquée.
Supposons maintenant qu’une troisième capture arrive avant la lecture des
deux valeurs précédentes.
Dans ce cas, l’ancienne valeur contenue dans le registre haut de la pile sera
écrasée, la valeur stockée dans le registre bas sera poussée dans le registre haut et la
nouvelle troisième valeur est stockée dans le registre bas.
Dans ce cas les bits correspondants du registre CAPFIFOA sont mis à l’état
11 pour indiquer qu’une ou plusieurs valeurs anciennes de la pile ont été écrasées.
Aussi, dans ce cas, une interruption de périphérique sera demandée si elle n’a pas été
masquée.

31

5. Conclusion :

Dans ce chapitre on a décrit le DSP TMS320F2812, on a détaillé son

architecture interne, ces caractéristiques pour mieux comprendre son fonctionnement
global. Aussi on a présenté la carte eZdsp qui est équipée des plusieurs modules
complémentaires comme l’ADC qui sera présenté de dans le chapitre 4.
Ainsi, dans le chapitre 3 on va faire l’étude de la carte d’acquisition des
courants qui va recueillir les informations nécessaires à la connaissance de l’état de
notre moteur asynchrone.

32

Chapitre

3

: Acquisition des courants

33

Chapitre

3

: Acquisition des courants

1. Introduction :

A

ujourd’hui, la chaîne d’acquisition et les capteurs sont au cœur
de plusieurs de systèmes industriels.

En effet, la chaine d’acquisition a pour rôle de recueillir les

informations nécessaires à la connaissance de l’état du système, ainsi de délivrer ces
informations sous une forme appropriée pour les exploiter.
Dans notre cas, la carte d’acquisition va nous aider à étudier les variations des
courants au sein du moteur par la suite avoir une idée claire sur le fonctionnement du
moteur.
En outre, la chaîne d’acquisition permettra de transformer une grandeur à mesurer en
un signal électrique exploitable par le DSP.

2. Etude de la carte d’acquisition et ré alisation :

La chaîne de mesure est l’ensemble des éléments nécessaires pour connaître la valeur
ou l’évolution de paramètres d’un système physique qui seront dans notre cas, les
courants au sein du moteur.
La chaîne d’acquisition classique comporte 4 composants :

Figure 3. 1: La chaîne d’acquisition classique
34

En outre la chaine d’acquisition des courants sur le moteur est comme suit :

Capteur LTS NP-25 à effet hall :
Courants moteur

Image du courant en tension

Vers CAN DSP

Figure 3. 2: Schéma de la chaîne d’acquisition des courants

Les capteurs sont des dispositifs qui transforment une grandeur physique
observée en une grandeur utilisable, la plus part de temps, une tension électrique.
Notre propos étant de mesurer les courants qui circulent dans les enroulements
du moteur triphasé. La solution la plus adéquate pour réaliser cette mesure est
d’utiliser un capteur à effet Hall qui détermine la mesure du champ magnétique créer
par le courant.

Figure 3. 3: Structure fonctionnelle d’un capteur

 Le capteur LEM LTS 25-NP :
On a choisi d’utiliser le LTS25-NP pour la mesure des courants, il est appelé
aussi sonde de courant, car il n’a pour rôle que la mesure des courants.
35

Figure 3. 4: Capteur LEM LTS 25-NP

Ce capteur comme toute la série LTS, est basé sur le principe du boucle fermé,
appelé aussi à flux nul, ce principe permet des mesures isolée de courant et tension.
Aussi cette sonde intègre un circuit de compensation, qui améliore d’une façon
notable sa performance.
Il existe trois branchements possibles sur cette sonde : différentiel, parallèle et série.

Figure 3. 5: branchement du sonde de capteur

36



Avantage du LTS25-NP :
 La conception du ce capteur est compacte, qui facilite le montage sur la carte
électronique
 Plage de mesure est étendue
 Une très bonne linéarité
 Une excellente précision
 Une bande passante élevée
 Une bonne immunité face aux perturbations extérieures.

 Le principe du fonctionnement du LTS25-NP :
Le capteur LTS25-NP repose essentiellement sur le principe de compensation de
champs (ou à flux nul) magnétique produit par les fils qui alimentent la machine en
boucle fermée.
D’après le schéma ci-dessous, on introduit les fils dans lesquelles, circule le
courant qu’on veut mesurer, au centre du tore , qui a la forme d’un cercle ouvert ,
séparé par une plaquette, qui est exposée à un champs électrique .

Figure 3. 6: Principe de fonctionnement du capteur courant

37


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